もみじ＠広島さん　こんにちは。　基本的にそれでよろしい筈です。

　本当は、終段の嵩上げ抵抗は不要な筈ですが、カソフォロ・ドライバから十分
なドライブ振幅を得るために、カソフォロのカソード電圧を上げたので、
超三結アンプみたいに、終段にも一緒に嵩上げ抵抗が必要になってしまいました。　ただし、カソフォロ〜終段間での電圧配分安定度が増したはずですが。

(1) 一括 G1G2 ドリブンを試される場合、
　6BM8/6BQ5 ともに G2 電圧は通常の G2 電圧の 1/4 程度ですね。　
　さらに G1 は直列抵抗によって殆どカソード電位に近い所まで落ちてしまい、
カソードに対して若干プラス程度になってしまいます。

　私が最も心配だった G1/G2 損失を確認した後は、もう一切気にしないで、
合計カソード電流を、少し余裕を持ってプレート電流と看做し、プレート損失に
換算しながら監視して、嵩上げ抵抗を調整しました。　

　実は、プレート電流がなかなか増えてくれず、あっちこっちイジリました。
　G1 直列抵抗も結構微妙ですが、これをイジルと収拾が付かなくなりそうで、
エイヤッと固定にしてしまいましたが・・・

(2) 個別 G1G2 ドリブンを試される場合
　まず G2 ドリブンとして動作を確保し、そのまま G1 に信号を加えれば
　バッチリ動作しますから、これは簡単ですね。　

(3) いずれにしても・・・
　カソフォロ・ドライバの動作電流が少ないとドライブ力に影響し、パワーが
　十分出ないうちから歪が発生するので、できるだけ強力にしてください。

お名前漢字変換で間違ってました。

宇多様。大変失礼しました。

しゅうま様、宇多です。

　ノグチトランスの（通称ラジオ用トランス）を使った事がないので判らず、
的確なお答えができず残念ですが、 6SN7 なら電流容量等は十分な筈です。

　HP には未記載ですが、私は現在東栄変成器の T850-7k を使った 12AU7/12FQ7/6350*/5687* (*アダプタ併用) の単管ステレオを日常使用しています。
　12FQ7 が 6SN7 相当ですから、このトランスなら十分でしょうね。
　この機会に、T850-7k と聴き較べるのも一興かと存じます、如何でしょう？。

　なお B 電源には 100mA級を使用しリップル・フィルタ出口に 2000μＦ位を
投入すると、出力トランスのサイズを超越した迫力が得られます。

早速レス頂きましてありがとうございます。
また電源とコンデンサについてもご教授ありがとうございます。
非常に助かりました。

出力トランスですが、値段もはるもので無いことから、
完成後に東栄のも購入し比較するとおもしろいですね。

無理矢理200V-6Vトランスなんかを出力に使って聞いてみるのも
結果は見えてますが楽しみですね。

まずは母体の作成に取りかかります。
ありがとうございました。

6.3V3A 位のヒータートランスなら、\850 を軽く超えるかもしれませんね。
ヒータートランス、\850 の何れも内部抵抗の低い三極出力管を前提とします。

終段プレートから初段カソードに P-K NFB を掛ければゲインが若干低下する
ものの、聴いて判る位の音質改善・・・特に制動効果がありましょう。
双三極管を一本追加した下記回路では、ゲインを補ってさらに効果的でしょう。

(1) 初段を SRPP、B 電源を終段プレートから NFB 信号と一緒に供給する
　「P-G NFB 併用 SRPP ドライブ」C/R 結合アンプ〜部品が少なく手軽です。
　（私の現用 12AT7-12FQ7/2 \850 トランスによるステレオ・アンプです。）　　　　　　　

(2) または、初段は電圧増幅段、次段は B 電源を終段プレートから NFB 信号と
　一緒に供給する「P-G NFB 併用 カソードフォロワ・ドライブ」の C/R 結合、
　さらに P-K NFB を併用・・・実は「準」超三結アンプそのものです。

　Ｇ２ドライブは直熱管の代用となると傍熱管でもそういうことでしょうか？
Ｇ２ドライブってほんとうに気まぐれのような感じがしますね。

　傍熱の三極出力管は殆どがローμ電圧増幅タイプであり、無関係ですね。
　オーディオ専用管では　R120, 6G-A4, 6R-A8, 8045G かな。　それ以外では
1626 とか 6AH4GT, 6EM7, 12B4A, 5998(A) 等幾らでもありますけど。

　特殊な傍熱三極出力管である 6AC5GT/6B5/6N6-G のダイレクト・カップルド
一族と、B 級一族ならば G2 ドライブ側からみても、ある程度近いでしょう。

　G2 ドライブは G2 感度の高い水平偏向出力管が適し、より大きいドライブ
振幅を要するオーディオ管は G2 ドライブの世界では外道かもしれません。
　それで G1/G2 ドライブなんて救済方法を、ユニバーサル式にて試験中ですが
G2 ドライブよりはすこしゲインが取れて、NFB も少し効いてマシです。

　類似例ですが、浅野 勇氏の「魅惑の・・・」上巻 pp39 記載 UY46 の G1/G2
ドライブ例が、B 級 pp 動作であり、同下巻 pp29 に記載の UT59 の G1/G2
ドライブ例が B 級 pp 動作ですね。

　なるほど、傍熱管ではそういうことなのですね。Ｇ２ドライブは本来オーディオには向かないような気がしますが、結果はよいものだと実際やってみて感じています。ところで、最近５９を手に入れましたのでＢ級ＰＰをやってみます。

私の例では、6BM8 を始め色々なオーディオ出力管および水平偏向出力管の G1
に抑制抵抗 20kΩを直列に挿入し G2〜カソフォロ・ドライバに接続して
動作試験しました。

無信号時には G1 に 2~3mA 程度流れて抑制抵抗により見事にカソード電位に
接近して、カソードとの電位差は数 V以内に収まり g1損失は 10mW 程度です。

大振幅信号入力の場合でもカソード電位に接近するなら、問題はないですが
大幅に離れるとしても、抑制抵抗による電圧降下が入り 2mA 流れて 40V ダウン
残りが 20V2mA 程度とすれば g1損失は 40mW 程度であり、勘弁して貰えるかな
と理解しました。　詳しくは拙ホームページをご参照ください。

宇多さま

いつもご指導いただき、ありがとうございます。改めてＨＰを拝見しました、膨大な量の真空管で試されたわけですね。本当に頭が下がります。

実用真空管ハンドブックの６ＡＲ５のところには、受信管のＣ級動作では、Ｇ電流を５ｍＡ以下にせよとあって、この制限を下回っているわけですね。でも５０ｍＷというのは、結構な熱で、豆電球などの消費電力から推察すると、あの華奢なグリッドが耐えられるのかなと心配いたしますが、ピーク損失ですので、大丈夫なのでしょう。

ただ、わたくしの拙い経験からは、音的にあまりメリットが感じられなかったものですから、通常の動作に戻してしまいました。大型管だと違いが分かるかも知れませんのでまた今度試してみます。６Ｌ６あたりはそもそもの出自からして結構Ｇ１は頑丈そうだ、というのは間違っているでしょうか？

規格表に示されている送信管の Pg1 が実効値とすれば、Ｃ級の場合は流通角
が狭いので、実際には短時間に相当流すものと考えられます。　G1/G2ドライブ
はプラス領域内の A2 級なので、連続定格見たいな用法となりますが、これも
実効値と考えれば、Ｃ級の場合と同一視しても良いと仮に定義しましょう。

手元の資料の Pg1 記載例で手頃なサイズの球では 6146=1W, 6360=0.2Wx2
ぐらいしかありませんが、これらは私の実験例の 10mW オーダーにくらべると
相当な大きさですね。　また教科書「全日本真空管マニュアル」の「受信管の
送信用定格・動作例一覧表」を見ると、ICAS 規格ながら C級では大量の mA
オーダーにて流しています。

一方 G2 の物理サイズと Pg2 および G1 のそれらを比較すると、Pg1 は結構
面積が大きいのではないかとも想定できます。　但しカソードに接近して放射熱
をモロ受けしており G1 柱に放熱翼を付けている位ですから、G1/G2ドライブ
での G1 損失は、放射熱に比べれば誤差範囲かな？とも思ったりしています。

また、教科書「パワーアンプの設計と製作」に記載の 6R-P15 G1/G2 動作例
に示された G1 抑制抵抗の 20kΩが一つの目安にならないか、とも考えます。
となると 6R-P15/6BQ5 より小型の球には大きいＲ、大型球には小Ｒを適用
するのが正解かもしれません。　6BM8 G1/G2 ドライブでは少し控え目の 24kΩ
としたのは、それを若干気にしたからでしたが・・・。

音は 6AC5GT と同様、五極管の音だけどウルサクない、チョット聴きでは軽い
感じ、明るく楽で、マイナーだけど根強いファンが居るのも理解できます。
6L6 の背景・・・マイナス G1 管でしょうね、G2 が鈍いのには驚きました。

ありがとうございました。かなりＧ１の損失には余裕があるということなのですね。安心いたしました。非常に貴重なデータができあがったと思います。

６Ｌ６のＧ２が鈍いのは、むしろ通常の動作では好ましいことではないかと（Ｇ２を出力側にもっていく場合には供給電圧との関係から）。

高能率管と古典管、特に、ビーム管と純粋５極管とでは、Ｇ２入力の特性に違いがあるとか、またいい加減なことを考えてみました。ビーム管でなくても、高能率管では、グリッドの「目合わせ」がなされて、電子流がコントロールされていたとか。それが、Ｇ２入力特性にどのように関係するのかは、説明できませんが。

最近ではビーム管なんてあまり意識されずに、回路図でも５極管としていっしょくたですが、ちょっとかわいそう・・・。

何でも実験・・・やってみましょう。　
とにかく G2 とは、直流だけでなくて信号を吸い込むドンヨクさなのです。

早速、煎餅缶アンプを改造してみました。以外と真っ当な音がしている気がします。と思ったら片チャンの出力が極端に小さい。試しに左右の初段を交換してみると音の大きさも左右が入れ替わるので、明日6AK5を差し替えてみて各所の電圧・波形など観測してみます。というわけで使わなくなった6BM8超３もG1,G2ドライブで復活させる道がないわけではなさそうです。

狙った通りの動作点にはなっていませんが、終段Ik=20mAでとりあえず動かしています。音はこれまで作った中ではIC電流アンプに似た感じの低音の鳴り方です。これはこれで結構いい感じ。
もう少し終段のIkが増えないかどうか、また、PK-NFBもしくは出力トランスの２次側からのNFBも比較してみたいと思います。

エクスパンダー動作でしょう。　音は・・・元気になるかもしれません。

昔、アマチュア無線が A3 (AM) 変調方式であった頃、変調を深くするために、
変調波の振幅を整流して、バリミュー管に加えて増幅し変調した一種のソフト・
クリッパー回路を思い出しました。　その後、A3J (SSB) に変って「スピプロ」
＝スピーチ・プロセッサ・・・これもソフト・クリッパー・・・逆ですね。

皆さん、こんばんは。
全体に帰還がかけてあるので、利得はほぼ一定になっているのでは
ないでしょうか。

　折角バイアス・シフトできて、入力レベルに応じて裸ゲインが上がっても、
NFB で抑えるから、入力レベルに応じて NFB も深くなり、最大出力は増えない
ですね。　しかし、クリップに近い領域での歪みを（幾分かでも）抑えられる？

　しかし所詮 NFB ではハードクリップ、効果には限度があるでしょう。

　先ほどの「若干エコー？」に対して自己レスです。
　ズレを減らす方法を暫く考えました。　G1 に与える信号源をカソフォロ・ドライバのカソードからではなく、初段 12AX7 SRPP の出力点から別途に 同一容量の C を使った C/R 結合にて供給することにしました。　すなわち、初段からは
　(1) カソフォロ・ドライバ段グリッドへの C/R 結合、　および
　(2) G1 に信号を与える C/R 結合、
の二系統に向けて同一信号が出る訳です。　何れもハイインピーダンスなので勘弁して貰えた見たいです。　水平偏向出力管でも静かになりました。
　しかし、両者の C の下に続くグリッド・リーク等の抵抗値が異なり、カソフォロは 330kΩ+負荷抵抗の一部、G1 は56kΩ+10kΩの 10kΩ とは実は B カーブのポテンショメータによる入力レベル調整ですが、その回転位置によって若干周波数特性が変わり、特に P-G NFB off 状態では、音楽を聴きながらポテンショを回してみると、その変化が判別できます。
　しかし、ポテンショを最大に固定すればそれまででしょう。　また P-G NFB を効かせると、ポテンショを回しても変化がかなり打ち消されていることが判りました。
　とは言ってもスピーカの違いよりは遥かに僅差、集中して聴かないと判らない位です。　本気で両者のグリッド・リーク抵抗値を合わせれば、さらに安定するでしょう。　

初段から　(1) カソフォロ・ドライバ段グリッドへの C/R 結合、　
および　　(2) G1 に信号を与える C/R 結合、

の二系統に向けて同一信号を出すのは OK ですが、カソフォロ経由の P-G NFB は G2 のみ　→→　終段 P から抵抗分割 P-G NFB を追加して勘弁な、です。
R が小さすぎると G1 ポテンショを上げると逆にNFB が深くなってゲインが
落ちるので、平らになるように分割抵抗を調整しました。

ポテンショで音質が変る問題は、両者の C の下に続くグリッド・リーク等の
R を合わせるに、適当な値のポテンショメータがないので、C*R の値が一致する
　　カソフォロ：{330kΩ (+負荷抵抗はわずか)} * 0.22μF
　　G1 入力 　：{560kΩ+100kΩポテンショ} * 0.1μF
にて勘弁してもらいました。

G1 別ドライブでは、事前に予想した以上にイロイロありました。　ところで、
その効果の点では・・・G1G2 一括ドリブンより P-G NFB が深くできる点ぐらい
しかメリットがありませんが、「脱多極管効果」では同等以上です。